Class-AB

一句话定位

单级的自适应偏置：浮动电流源 $I_{F}$ 根据内部节点动态自动增强充放电电流——静态小电流省功耗、瞬态大电流提 SR，两者解耦；与两级互补推挽的 03-Class-AB Output 是不同族，一个靠"偏置随信号变"，一个靠"推挽器件分工"。

何时选它 / 何时放弃

✅ 大 $C_{L}$ + 快速 settling，且 GBW 推出来的 $g_{m}$ 容易满足、SR 推出来的电流巨大（large-signal limited 场景）
✅ 低功耗设计中"大部分时间小信号、偶尔大信号"的负载特征（ADC 驱动、片外 buffer）
❌ 负载电容小、settling 不苛刻 → 普通 OTA 的简单偏置更可靠，别为用不上的瞬态电流付复杂度
❌ 对静态电流 PVT 漂移极敏感且没有控制环路预算 → 自适应偏置的 $I_{Q}$ 不是免费的

电路结构

图 A010029：≈ 单端自适应偏置 / Class-AB 增益级，IF 浮动偏置支路（ADT 原始图，识别见 ADT SVG 图索引）。

信号路径一句话：输入级旁边多了浮动电流源 $I_{F}$ 支路——静态时 $I_{F}$ 只维持很小的偏置电流，内部节点一旦被大信号推动， $I_{F}$ 自动"临时多给"充放电电流，等效于小信号 $g_{m}$ 不变、大信号电流能力大增；这是单级结构，不是两级推挽。

与两级 Class-AB 输出级的关系

本篇是 Class-AB 的"单级自适应偏置"家族：靠 $I_{F}$ 浮动支路随内部节点变化自动增强电流；互补推挽输出级电路（PMOS 上拉 + NMOS 下拉）见 03-Class-AB Output——两篇是同一思想的两个实现，不是同一电路，注意不要混入。

记号约定： $I_{Q}$ 静态偏置电流、 $I_{b o o s t}$ 大信号时增强后的峰值充放电电流； $g_{m}$ 静态跨导（小信号）、 $G_{m}$ 大信号等效跨导； $C_{L}$ 为输出端总电容； $I_{F}$ 为浮动支路电流。

指标	公式	说明
电流增强倍数	$I_{b o o s t} / I_{Q}$	自适应偏置的"杠杆比"，可做到一个量级以上；由 $I_{F}$ 支路对内部节点摆动的响应决定
转换速率	$S R \approx \frac{I_{b o o s t}}{C_{L}}$	大信号 SR 由增强电流决定，不再被 $I_{Q}$ 卡死——这是区别于 Class-A 的根本
静态跨导	$g_{m}$ （小信号，不变）	小信号特性几乎不变，环路补偿可沿用普通 OTA 框架；增强的电流不进入小信号模型
大信号等效跨导	$G_{m} ≫ g_{m}$	电流增强等效为跨导增强： $g_{m}$ 不变、 $G_{m}$ 变大，故"静态跨导小、大信号驱动强"
$I_{F}$ 支路偏置	$I_{F}$ 决定静态 $I_{Q}$ 与增强触发点	浮动支路的偏置电压直接设阈值：太灵敏 → 静态电流不稳；太迟钝 → 增强不及时

先定两个独立规格：由 SR 反推 $I_{b o o s t} = S R \cdot C_{L}$ ，由噪声 / GBW 定 $I_{Q}$ ——两者解耦是 Class-AB 的卖点，别混着算。
定增强倍数与触发点：按 $I_{b o o s t} / I_{Q}$ 需求设计 $I_{F}$ 浮动支路，把"开始增强"的阈值设在输出节点摆动超出小信号区的位置。
落 W/L：输入管按小信号 $g_{m}$ （由 GBW 决定）用 gm/ID 取尺寸；增强支路按峰值电流密度单独取，不能统一复制（见 gmid方法）。
校静态点：静态 $I_{Q}$ 由 $I_{F}$ 支路偏置电压决定，要有闭环控制机制（同源电流镜复制 + 稳压），不能手调一个电压完事。
验自适应环路稳定性：自适应回路有它自己的次极点，单独 AC 检查，别只在主环路上看 phase margin。
仿真闭环：大信号 step 看 SR 与 settling、shoot-through 电流；PVT 全角扫 $I_{Q}$ 、 $I_{b o o s t}$ 、交越位置（见 AC仿真和STB仿真）。

自适应偏置的静态电流对 PVT 敏感： $I_{Q}$ 由补偿机制保证，工艺角 + 温度下容易漂到"过小（交越失真）"或"过大（功耗浪费）"； $I_{F}$ 支路的偏置必须闭环稳压，全角验证。
自适应回路有自己的次极点：增强回路本身是一个反馈环，次极点落在主环路 GBW 附近会吃相位裕度甚至振荡；要单独 AC/STB 检查，不能只看主环路。
≈ 标记说明：A010029–A010032 的拓扑家族可以确定（单级 + 浮动 $I_{F}$ 支路），但正式命名因教材而异；A020013–A020018 是两级运放的 Class-AB 输出级，与本篇不同族，不要混入。
交越区失真：增强机制切换不理想时，交越点附近 $g_{m}$ 塌陷产生 crossover distortion；"用一点 $I_{Q}$ 换线性度"的交换要显式做。
shoot-through 风险：自适应过冲时上下方向可能同时强导通，出现直通电流尖峰；增强触发点与电流上限要设计在安全范围。
瞬态验证代替静态判断：带自适应支路的结构不能只凭 DC gain / GBW 下结论，必须看完整 settling trajectory——这是多级/前馈结构最容易翻车的地方。

对比项	Class-A（普通 OTA）	Class-B	Class-AB（自适应偏置）
静态电流 $I_{Q}$	大	≈ 0	小
峰值输出电流	$\sim I_{Q}$	取决于驱动，交越差	$≫ I_{Q}$
效率	低	高	高
线性度	好	交越差	中等，需设计
瞬态 slew	受 $I_{Q}$ 限制	受驱动电路限制	强（ $I_{b o o s t} / C_{L}$ ）
偏置/稳定性复杂度	低	中	高

一句话：本篇（单级 $I_{F}$ 自适应）与 03-Class-AB Output（两级推挽）是同一思想的两个家族——浮动电流源在增益级"借电流"，互补推挽在输出级"分工"；大 $C_{L}$ + 快速 settling 时两者常组合使用。